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詳解恒壓/恒流輸出式單片開關電源的設計原理

2019/4/14 23:42:17??????點擊:

恒壓/恒流輸出式單片開關電源可簡稱為恒壓/恒流源。其特點是具有兩個控制環路,一個是電壓控制環,另一個為電流控制環。當輸出電流較小時,電壓控制環起作用,具有穩壓特性,它相當于恒壓源;當輸出電流接近或達到額定值時,通過電流控制環使IO維持恒定,它又變成恒流源。這種電源 特別適用于電池充電器和特種電機驅動器。下面介紹一種低成本恒壓/恒流輸出式開關電源,其電流控制環是由晶體管構成的,電路簡單,成本低,易于制作。

  恒壓/恒流輸出式開關電源的工作原理

  7.5V、 1A恒壓/恒流輸出式開關電源的電路如圖1所示。它采用一片TOP200Y型開關電源(IC1),配PC817A型線性光耦合器(IC2)。 85V~256V交流輸入電壓u經過EMI濾波器L2、C6)、整流橋(BR)和輸入濾波電容(C1),得到大約為82V~375V的直流高壓UI,再通過初級繞組接TOP200Y的漏極。由VDZ1和VD1構成的漏極箝位保護電路,將高頻變壓器漏感形成的尖峰電壓限定在安全范圍之內。VDZ1采用 BZY97 C200型瞬態電壓抑制器,其箝位電壓UB=200V。VD1選用UF4005型超快恢復二極管。次級電壓經過VD2、C2整流濾波后,再通 過L1、C3濾波,獲得+7.5V輸出。VD2采用3A/70V的肖特基二極管。反饋繞組的輸出電壓經過VD3、C4整流濾波后,得到反饋電壓 UFB=26V,給光敏三極管提供偏壓。C5為旁路電容,兼作頻率補償電容并決定自動重啟頻率。R2為反饋繞組的假負載,空載時能限制反饋電壓UFB不致升高。



  該電源有兩個控制環路。電壓控制環是由1N5234B型62V穩壓管(VDZ2)和光耦合器PC817A(IC2)構成的。其作用是當輸出電流較小時令開 關電源工作在恒壓輸出模式,此時VDZ2上有電流通過,輸出電壓由VDZ2的穩壓值(UZ2)和光耦中LED的正向壓降(UF)所確定。電流控制環則由晶體管VT1和VT2、電流檢測電阻R3、光耦IC2、電阻R4~R7、電容C8構成。其中,R3專用于檢測輸出電流值。VT1采用2N4401型NPN硅管,國產代用型號為3DK4C;VT2則選2N4403型PNP硅管,可用國產3DK9C代換。R6、R5分別用于設定VT1、VT2的集電極電流值 IC1、IC2。R5還決定電流控制環的直流增益。C8為頻率補償電容,防止環路產生自激振蕩。在剛通電或自動重新啟動時,瞬態峰值電壓可使VT1導通,利用R7對其發射結電流進行限制;R4的作用是將VT1的導通電流經VT2旁路掉,使之不通過R1。電流控制環的啟動過程如下:隨著IO的增大,當IO接 近于1A時,UR3↑→VT1導通→UR6↑→VT2導通,由VT2的集電極給光耦提供電流,迫使UO↓。由UO降低,VDZ2不能被反向擊穿,其上也不再有電流通過,因此電壓控制環開路,開關電源就自動轉入恒流模式。C7為安全電容,能濾除由初、次級耦合電容產生的共模干擾。

  該電源既可工作在7.5V穩壓輸出狀態,又能在1A的受控電流下工作。當環境溫度范圍是0℃~50℃時,恒流輸出的準確度約為±8%。



  該電源的輸出電壓-輸出電流(U0-I0)特性如圖2所示。由圖可見,它具有以下顯著特點:

  (1)當u=85VAC或265VAC時,特性曲線變化很小,這表明輸出特性基本不受交流輸入電壓變化的影響;

  (2)當IO<0.90A時處于恒壓區,IO≈0。98A時位于恒流區,且UO隨著IO的略微增加而迅速降低;

  (3)當UO≤2V時,VT1和VT2已無法給光耦繼續提供足夠的工作電流,此時電流控制環不起作用,但初級電流仍受TOP200Y的最大極限電流 ILIMIT(max)的限制。這時,UR6↑,通過VT1和VT2使光耦工作電流迅速減小,強迫TOP200Y進入自動重新啟動狀態。這表明,一旦電流控制環失控,立即從恒流模式轉入自動重啟狀態,將IO拉下來,對芯片起保護作用。

  恒壓/恒流輸出式開關電源的電路設計

  電壓及電流控制環的單元電路如圖3所示。



  1、電壓控制環的設計

  恒壓源的輸出電壓由下式確定:

  UO=UZ2+UF+UR1=UZ2+UF+IR1·R1(1)

  式 中,UZ2=6。2V,UF=1。2(典型值),需要確定的只是R1上的壓降UR1。令R1上的電流為IR1,VT2的集電極電流為IC2,光耦輸入電流 (即LED工作電流)為IF,顯然IR1=IC2=IF,并且它們隨u、IO和光耦的電流傳輸比CTR值而變化。TOP200Y的控制端電流IC變化范圍 是2.5mA(對應于最大占空比Dmax)~6。5mA(對應于最小占空比Dmin),現取中間值IC=4.5mA。因IC是從光敏三極管的發射極流入控制端的,故有關系式

  IR1=Ic/CTR (2)

  在IC和CTR值確定之后,很容易求出IR1。單片開關電源須采用線性光耦 合器,要求CTR=80%~160%,可取中間值120%。將IC=4。5mA,CTR=120%代入式(2)得出,IR1=3.75mA。令 R1=39Ω時,UR1=0。146V。最后代入式(1)計算出

  UO=UZ2+UF+UR1=6.2V+1.2V+0.146V=7.546V≈7.5V

  2、電流控制環的設計

  電流控制環由VT1、VT2、R1、R3~R7、C8和PC817A等構成。下面需最終算出恒定輸出電流IOH的期望值。圖3中,R7為VT1的基極偏置電阻,因基極電流很小,而R3上的電流很大,故可認為VT1的發射結壓降UBEI全部降落在R3上。則

  IOH=UBE1/R3 (3)



  利用下面二式可以估算出VT1、VT2的發射結壓降:

  UBE1=(kT/q)·In(Ic1/Is) (4)

  UBE2=(kTq)·In(Ic2/Is) (5)

  式中,k為波爾茲曼常數,T為環境溫度(用熱力學溫度表示),q是電子電量。當TA=25℃時,T=298K,kT/q=0。0262V。IC1、IC1分別為VT1、VT2的集電極電流。IS為晶體管的反向飽和電流,對于小功率管,IS=4×10-14A。

  因為前已求出IR1=IF=IC2=3.75mA,所以UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)

  =0.0262In(3.75mA/4×10 -14A)

  =0.662V

  又因IE2≈IC2,故UR5=IC2R5=3.75mA×100Ω=0。375V,由此推導出 UR6=UR5+UBE2=0.375V+0.662=1。037V。取R6=220Ω時,IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值來估算UBE1,進而確定電流檢測電阻R3的阻值:

  UBE1=0。0262In(4。71mA/4×10 -14A)=0。668

  R3=IBE1/IOH=0。668V/1。0A=0。668Ω

  與之最接近的標稱阻值為0.68Ω。代入式(3)可求得

  IOH=0.668V/0。68Ω=0.982

  考慮到VT1的發射結電壓UBE1的溫度系數αT≈-21mV/℃,當環境溫度升高25℃時,IOH值降為

  I'OH=UBE1-‖αT‖·T/R3

  =0.668V-(2.1mV/℃)×25℃/0.68Ω=0.905A

  恒流準確度為

  γ=(I'OH-IOH/IOH)·100%

  =(0.905-0.982/0.982)·100%=-7.8%≈-8%

  與設計指標相吻合。

  反饋電源的設計

  反饋電源的設計主要包括兩項內容:

  (1)在恒流模式下計算反饋繞組的匝數NB。之所以按恒流模式計算NB值,是因為此時UO和UFB都迅速降低(UO=UOmin=2V),只有UFB足夠高時,才能確保恒流源正常工作。

  (2)在恒壓模式下計算出反饋電壓額定值UFB。此時UO=7.5V,UFB也將達到最大值,由此求得UFB值,能為選擇光耦合器的耐壓值提供依據。

  反饋電壓UFB由下式確定:

  UFB=(Uo+UF2+IoR3)·NB/Ns-UF3 (6)

  式中,UF2和UF3分別為VD2、VD3的正向導通壓降。NS為次級匝數。從式(6)可解出

  NB=(UFB+UF3/Uo+UF2+IoR3)·Ns (7)

  在恒流模式下當負載加重(即負載電阻減小)時,UO和UFB會自動降低,以維持恒流輸出。為使開關電源從恒流模式轉換到自動重啟狀態時仍能給 TOP200Y提供合適的偏壓,要求UFB至少比恒流模式下控制電壓的最大值UCmax高出3V。這里假定UCmax=6V,故取UFB=9V。將 UFB=9V、UO=UCmin=2V、UF2=0.6V、UF3=1V、IO=IOH=0.982A、R3=0.68Ω、NS=12匝一并代入式 (7),計算出NB=36.7匝≈37匝(取整)。

  在恒壓模式下,UO=7.5V,最大輸出電流IO=0。95A,再代入式(6)求得,UFB=26V,此即反饋電壓的額定值。選擇光耦合器時,光敏三極管的反向擊穿電壓必須大于此值,即U(BR)CEO>26V。常用線性光耦的 U(BR)CEO=30V~90V。計算光敏三極管反向工作電壓UIC2的公式為

  UIC2=UFB-UCmin (8)

  式中,UCmin為控制端電壓的最小值(5.5V)。不難算出,UIC2=20.5V。這里采用PC817A型光耦合器,其U(BR)CEO=35V>20.5V,完全能滿足要求。但在設計高壓電池充電器時,必須選擇耐高壓的光耦合器。

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