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低壓、大電流電源和更加高效、低耗、小型化方向發展

2019/4/17 0:19:18??????點擊:

1. 概要

計算機、通信交換機等數據處理設備在電路密度和處理器速度不斷提高的同時,電源系統也向低壓、大電流電源和更加高效、低耗、小型化方向發展。如今IC 電壓已經從5 V 降為3. 3 V 甚至1. 8 V ,今后還會更低。在DC2DC 變換器中,整流部分的功耗占整個輸出功率的比重不斷增大,已成為制約整機效率提高的障礙。傳統整流電路一般采用功率二極管整流,由于二極管的通態壓降較高,因此在低壓、大電流時損耗很大。這就使得同步整流技術得到了普遍關注并獲得大量應用 。同步整流技術就是用低導通電阻MOSFET 代替傳統的肖特基整流二極管,由于MOSFET 的正向壓降很小,所以大大降低了整流部分損耗。同時對MOSFET 給出開關時序隨電路拓撲工作要求作相應變化的門極驅動信號。由于門極驅動信號與MOSFET開關動作接近同步,所以稱為同步整流(SynchrONous RecTIficaTIon ,簡稱SR) 。

2.正激變換器中的同步整流

自驅動同步整流是指直接從變壓器副邊繞組或副邊電路的某一點上獲取電壓驅動信號,來驅動同步整流管。外驅動同步整流是指通過附加的邏輯和驅動電路,產生隨主變壓器副邊電壓作相應時序變化的驅動信號,驅動SR 管。這種驅動方法能提供高質量的驅動波形,但需要一套復雜的驅動控制電路。相比較來說,自驅動同步整流的電路結構簡單,所需元件數量較少;同時自驅動同步整流續流二極管靠復位電壓驅動,所以工作特性依賴于功率變壓器的復位方式。理想情況是變壓器復位時間與主開關管關斷時間相等,這樣,輸出電流將在整個關斷期間內通過同步整流管續流。由于漏源極間PN 結的存在,使MOSFET 漏源極之間存在一個集成的反向并聯體二極管。電路拓撲要求整流管有反向阻斷功能,因此MOSFET 作為整流管使用時,流過電流的方向必須是從源極到漏極,而不是通常的從漏極到源極。實際應用中,2 只SR 管的驅動信號之間應保證足夠的死區時間。因為在2 個SR 管換流期間,如果一只整流管已處于導通態,而另外一只還沒有關斷,就會造成短路,導致較大的短路電流,可能會燒毀MOS 管。但死區時間也不能過長,因為在死區時間內,負載電流從SR 管的體二極管流過,完成MOSFET 作為整流管的功能,如果死區時間過長,電路雖然仍能正常工作,但會增加損耗。因此,從減小損耗的角度考慮,死區時間應設置得足夠小。


低壓、大電流電源中提高效率的有效方法是同步整流

圖1  RCD 箝位自驅動同步整流正激變換器

2. 1  RCD 箝位自驅動同步整流正激變換器

圖1 為輸出端采用自驅動同步整流的正激變換器電路。同步整流管包括SR2 (Q2 和D2) 和SR3 (Q3 和D3) ,它們直接被變壓器副邊電壓驅動,不需要專門的驅動器或控制電路來提供門極驅動信號。這種自驅動電路是同步整流中較簡單的形式,因為SR3 的門極驅動信號來自變壓器磁芯復位電壓,所以它的工作特性取決于變壓器磁芯復位方式。

低壓、大電流電源中提高效率的有效方法是同步整流

圖2  RCD 箝位自驅動同步整流正激變換器波形圖

(a) 主開關管門極驅動信號?。╞) 主開關管漏源極電壓?。╟) 流過同步整流管SR2 的電流?。╠) 流過同步整流管SR3 的電流圖1 電路中原邊主開關管的門極驅動信號、漏源極電壓波形與副邊SRs 管的電流波形分別如圖2 所示。從圖2 (c) 波形中可以看出,在變壓器磁芯復位結束時,變壓器的磁化電流I2m 開始流過SR2 的體二極管D2 。磁化電流I2m 的大小與變壓器的匝比、復位電壓和主開關管兩端的總電容量的平方根三者的乘積成正比,與變壓器磁化電感的平方根成反比。其中從主開關管兩端看過去的總電容量是主開關管輸出電容、變壓器繞組電容、箝位二極管跨接電容、SR3 的反射輸入電容、SR2 的反射輸出電容的總和。同樣,從圖2 ( d) 波形中可以看出, 在變壓器復位完成之后,原來SR3 的晶體管Q3 上流過的負載電流Io 減去磁化電流I2m 后換流到體二極管D3 。由于SR2 和SR3 的體二極管的正向壓降相對較高,所以體二極管的導通以及死區時間( Tdead) 的延續就降低了同步整流的效率。減少這種損耗的方法是給SR2 與SR3 并聯肖特基二極管或減少D2 和D3 的導通時間。D2 的導通時間可以通過采用新的變壓器復位方式使死區時間最小化來縮短;D3 的導通時間可以通過使用外部門極驅動信號驅動Q3 或采用其他復位方式使死區時間最小化來縮短。由于負載電流Io 比磁化電流I2m 大很多,所以在死區時間內,由D3 導通造成的損耗比D2導通造成的損耗大很多。例如,對于設計良好的變換器,在輸出電流為15~20 A 時, I2m 通常小于2 A ,D2 的導通損耗對輸出效率的影響相對來說較小。

SR2 和SR3 的體二極管的導通損耗也與換向時間Toncom和Toffcom有關,如圖2 (c) 、圖2 (d) 所示。SR2 的體二極管D2 僅在死區期間和主開關管關斷后一個極短的時間內導通。當死區時間僅由變壓器的復位電壓決定時,主開關管關斷后D2 的轉換時間依賴于副邊電壓的跌落時間和輸出電流從二極管D2 到晶體管Q3 的換向時間( Toffcom) 。變壓器副邊電感決定換向時間Toffcom ,也決定主開關管開通后,從二極管D3 到晶體管Q2換流所需的換向時間( Toncom) 。副邊電感包括變壓器的漏電感、SRs 的封裝(寄生或雜散) 電感和副邊交互電感。與D3 在Toncom期間產生的導通損耗對SR3 總體損耗的影響相比,D2 在Toffcom期間產生的導通損耗對SR2的總體損耗的影響要大得多。為了減少換向時間,副邊的電感量應該盡量小,尤其要注意的是減小變壓器的漏電感,這對于減少SRs 的門極驅動電壓損失特別重要。SRs 體二極管的導通,不僅增加導通損耗,而且也帶來在體二極管關斷期間,出現在另一個SR 的體二極管和晶體管之上的由于反向恢復引起的功率損耗。反向恢復引起的功率損耗與恢復電荷Qrr 、頻率和副邊電壓成比例,一般通過給SR2 和SR3 并聯肖特基二極管來消除。

2. 2  有源箝位自驅動同步整流正激變換器

低壓、大電流電源中提高效率的有效方法是同步整流

圖3  有源箝位自驅動同步整流正激變換器

如圖3 所示為有源箝位復位方式的自驅動正激變換器電路[5 ] 。它的主要波形如圖4 所示。因為變壓器磁芯在幾乎整個主開關管關斷期間被復位,所以這種復位方式將死區時間減至最小。結果晶體管Q3 的導通時間被最大化,D2 傳導磁化電流的時間被最小化。因此相對于RCD 箝位方式,有源箝位復位方式變換器的轉換效率有所提高。同時,有源箝位復位方式減小了主開關管上的電壓應力。此外,適當調整變壓器的磁化電感,可使主開

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圖4  有源箝位自驅動同步整流正激變換器波形圖

(a) 主開關管門極驅動信號?。╞) 主開關管漏源極電壓?。╟) 流過同步整流管SR2 的電流?。╠) 流過同步整流管SR3 的電流關管在零電壓下開通。與采用RCD 箝位方式的電路相比,有源箝位方式的缺點是需要一個額外的開關管和相應的驅動電路。所以使用肖特基二極管與SR2 并聯來提高RCD 箝位電路效率的方法應該比采用有源箝位方法更簡單、經濟。而在需要著重考慮電壓應力和軟開關的同步整流應用中,有源箝位方法是一個不錯的選擇。雖然自驅動同步整流易于實現,但驅動波形質量不如外驅動電路理想,而且不適于在輸入電壓變化范圍較大的情況下使用。對于在圖1 和圖3 中所示的自驅動同步整流,最大可接受的輸入電壓范圍很大程度依賴于輸出電壓。因為SR2 的門極驅動電壓與輸入電壓成一定比例,所以輸出電壓越高, 可接受的輸入電壓范圍就越窄。同樣,最小副邊電壓(如門極驅動電壓) 依賴于所需的輸出電壓和最大占空比。如果輸入電壓范圍較寬并且輸出電壓相對較高( 》 5 V) ,門極驅動電壓在上限有可能超過(或接近) 最大允許門極驅動電壓??梢杂靡粋€單獨的繞組給Q2 提供門極驅動信號來消除輸出電壓對門極驅動電壓幅度的影響。同樣, 可以通過設置門源極間的電壓箝位電路來限定最大門極驅動電壓。但是這些調整需要附加元件或一個多繞組的變壓器,增加了自驅動方法的復雜性。因此,自驅動SRs 比較適于在較窄的輸入電壓變化范圍和較低輸出電壓的情況下使用。

2. 3  外驅動同步整流正激變換器

外驅動同步整流正激變換器的電路如圖5 所示,它的主要波形如圖6 所示。在電路中,晶體管Q2 和Q3 被從主開關管門極驅動獲得的信號所驅動,因此,同步整流管的導通時間與變壓器的復位方式無關,僅取決于門極驅動信號的時間。從圖6 (c) 、圖6 (d) 可見,當從控制電路驅動同步整流管時,得到Q3 的最大導通時間,它不影響在死區期間通過二極管D2 的磁化電流的導通時間。在死區時間內,晶體管Q2 是關閉的(對Q2 的門極驅動較低) ,對于外驅動的同步整流管,在死區時間內,二極管D2 的導通與自驅動完全相同。在設置SRs 的理想門極驅動時間情況下,除了在死區時間內D2 不可避免導通以外,應該避免體二極管導通。這就需要非常精確地安排門極驅動時間,即在施加/ 中止一個SR 的門極驅動信號的同時,中止/ 施加另一個SR 門極驅動信號。但是,這種理想的互補驅動實際上是不可能實現的。在意外情況下,短暫的門極驅動信號交疊將同時開通2 個SRs ,這會引起副邊短路,造成副邊電流增大,不僅會使效率降低,甚至會燒毀變換器。為了避免在實際應用中SRs 同時導通,在2 個門極驅動信號之間一定要加入延遲。但在延遲期間,因為沒有門極驅動信號作用于SRs ,SRs 的體二極管導通,這就增加了導通損耗,而且帶來反向恢復損耗。因此,控制同步整流驅動的效果很大程度上依賴于門極驅動的時間安排。

低壓、大電流電源中提高效率的有效方法是同步整流

圖5 外驅動同步整流正激變換器的電路

低壓、大電流電源中提高效率的有效方法是同步整流

圖6 外驅動同步整流正激變換器主要波形

3. 結語

討論了正激變換器同步整流的驅動方法,分析了變壓器復位機制對自驅動同步整流效果的影響,在一個輸出3. 3 V/ 20 A 的正激變換器中,用同步整流取代傳統的肖特基二極管整流,實驗結果證明效率提高了1 %~2 %。這說明,同步整流取代肖特基二極管整流對提高變換器效率的作用是明顯的,但效率的提高是有限的,受到包括輸出電壓、輸出電流、SRs 的通態阻抗、SRs 的正向壓降等許多因素的限制。只有把這些限制因素之間的相互作用分析清楚,選擇正確的驅動控制方法,才能有效地提高同步整流的效率。

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